Warum ist der Ausgang des Wien-Oszillators ein Sinus?

Ich verstehe nicht, warum das Ausgangssignal des Wien-Oszillators eine Sinuswellenform ist.

Ich kann leicht verstehen, wie eine Sinuswellenform von einem Oszillator erzeugt werden kann, der eine LC-Schaltung enthält (z. B. der Colpitts-Oszillator) oder von einem Rechteckwellengenerator mit einem Tiefpassfilter.

Aber für die Wienbrücke (wie das folgende Schema) verstehe ich den physikalischen Mechanismus der Erzeugung des Sinus nicht.

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Das einzige, was ich denke, wenn ich diese Schaltung sehe, ist, dass sie dem astabilen Multivibrator mit einem Operationsverstärker ziemlich ähnlich zu sein scheint (mit Ausnahme des Kondensators in der positiven Rückkopplung und des Widerstands R zwischen dem + Eingang und GND), der a erzeugt Rechteckige Wellenform. Macht dieser Kondensator in der positiven Rückkopplung den Unterschied?

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Was ist der konzeptionelle Unterschied zwischen der Verwendung von RC- und LC-Filtern?
*Rechtschreibprüfung :D

Antworten (3)

Hier ist der Wien-Brücken-Oszillator mit einem 100-Ohm-Trimpot-Schieberegler auf der LINKEN Seite, sodass Sie die Schleifenverstärkung ERHÖHEN können, um den Ausgang zu stabilisieren.

Geben Sie hier die Bildbeschreibung einSomit ähnelt die Wien-Brücke einem LC-Schwingkreis mit hohem Q, aber mit Einheitsverstärkung, so dass der Ausgang nicht gesättigt wird. Erreicht wird dies durch Aufhebung der Phasenverstärkung vom Feedback-RC zum Shunt-RC. Das Ergebnis ähnelt einem LC-Parallelschwingkreis.

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Wenn Sie die beiden obigen Simulationen untersuchen und jeder Komponente nach Belieben Oszilloskopspuren hinzufügen oder einen Draht und ein Oszilloskop hinzufügen. Stellen Sie den Pot ein und sehen Sie, wie es funktioniert. Der Oszilloskop-Trace ist wie ein schneller Schreiber, aber in Zeitlupe.

Das mag lehrreicher sein als meine Worte.
HINWEIS: POT nach LINKS schieben, um Rshunt zu reduzieren und Gain zu erhöhen.

=========================================== Hier ist ein weiterer Sinus-Oszillator . " Der Phase SHift RC Sine OSC. Er hat die gleichen Eigenschaften, ist aber weniger empfindlich als der Wein, um Stabilität und Komponentenanpassung zu gewinnen.

Das verwendet 3 Tiefpassfilter, um 60 Grad jeweils x3 = 180 Grad mit negativer Gesamtrückkopplung zu erhalten, um 0 Grad am Eins-Verstärkungs-Knickpunkt zu erreichen und somit eine Bedingung für Oszillation zu haben.

Hier ist eine Javascript-Simulation des Frequenzgangs.Geben Sie hier die Bildbeschreibung ein

Aufgrund der harten Begrenzung des Simulators kann ein Sinus mit vollem Ausschlag erzeugt werden. Wenn die Schleifenverstärkung jedoch 1,001 bei einer Phasenverschiebung von 180 Grad beträgt, wächst die Amplitude langsam und der Ausgang kann übersteuern, ein Zustand, bei dem die Verstärkung des OP-Verstärkers auf oder nahe Null fällt. Daher werden Soft-Limiting-Dioden häufig Rücken an Rücken mit einem hohen Serien-R verwendet, um die Sinuswelle nicht zu verzerren, aber eine Ausgangssättigung zu verhindern.

Andere Kleinigkeiten

Tiefpassfilter in negativer Rückkopplung werden zu Hochpassfiltern. Kerbfilter mit negativer Rückkopplung können zu Bandpassfiltern werden, und Negativimpedanzwandler können Kapazitätsstrom umwandeln, um einen Induktorstrom (innerhalb bestimmter Grenzen) unter Verwendung derselben angelegten Spannung zu simulieren.

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@Sunnyskyguuy_Ich glaube nicht, dass wir sagen können, dass die Wien-Brücke "einem LC-Tankkreis mit hohem Q ähnelt". Der Wienbandpass hat nur eine Güte Q=1/3. Mehr noch ... Sie haben eine Schaltung gezeigt, die KEIN WIEN-Oszillator ist, sondern ein Zwei-Intergator-Oszillator, der ein anderes Oszillatorkonzept als der Wien-Oszillator verwirklicht.
oops TY @LvW .... Aber tatsächlich verhält sich die Phasenverschiebung vom Gegenkopplungskondensator in der Schleife wie ein Induktor. \
Ich t think so. Letnehme als Beispiel den bekannten Integrator MILLER. Der Kondensator in der Rückkopplungsschleife verhält sich wie ein vergrößerter Kondensator (multipliziert mit der Open-Loop-Verstärkung des Operationsverstärkers). Hier nutzen wir den klassischen MILLER-Effekt aus.
Darf ich etwas hinzufügen (vielleicht nicht allzu wichtig): Barkhausen hat nie ein "Stabilitätskriterium" formuliert. Insofern liegt Wikipedia nicht richtig! Stattdessen hat Barkhausen ein Schwingungskriterium formuliert, das allerdings nur eine notwendige Bedingung ist! Dieses Schwingungskriterium kann nicht als "Stabilitätskriterium" (das von Nyquist gegeben wurde) verwendet werden.
@Ale..chenski Haben Sie den 100-Ohm-Poti bemerkt, den Sie steuern können, um die Verstärkung zu erhöhen> = 1, dann RESET> Versuchen Sie es erneut mit dem Pot auf der linken Seite. Ich denke, die Semantik ist, dass Barkhausens Oszillationskriterien auch die Grenze eines instabilen Systems 2. Ordnung definieren, wie im Bode-Plot als Filter mit hohem Q dargestellt, das klingelt, bis es oszilliert. von allein. Ich stimme zu, dass die Bedingung der Nyquist-Stabilität ein besseres Kriterium ist als die Phasenspanne von Bode-Diagrammen, wenn es um höhere Ordnungen geht
Sunnyskyguy ... einige Kommentare: (1) Selbst Ihr 100-Ohm-Trimmpoti kann keine stabile Amplitude erzeugen - Sie benötigen nichtlineare Teile (Dioden oder so). (2) Die Schaltung von WIEN (WIEN, nicht WEIN) „ähnelt NICHT einem LC-Schwingkreis mit hohem Q“; vielmehr ist es ein Bandpass mit niedrigem Q (Q = 1/3). (3) Ihre Erklärung des zweiten Oszillatortyps (Phasenverschiebung) ist falsch. Diese Topologie ähnelt zwei Integratoren in einem geschlossenen Regelkreis (inv. Integrator -180 Grad; nicht-inv. Integrator +180 Grad). (4) Ihr "RL-Tiefpass"-Filter ist ein Hochpass!!
Mehr als das - Ihr "negativer Impedanzinverter" sieht ziemlich seltsam aus. Kannst du die Schaltung erklären? Tatsächlich ist es ein einfacher aktiver Hochpass erster Ordnung. Das gezeigte Ausgangssignal bestätigt diese Tatsache.
Korrektur: Zwei Integratoren in einer Schleife: Invertierend (+90 Grad) und nicht-inv. (-90 Grad).

Denn es handelt sich (zumindest im stationären Zustand) um ein System, das sich nach linearen, zeitinvarianten, gewöhnlichen Differentialgleichungen verhält. Solche Systeme haben nur Moden, die Exponentiale, exponentiell wachsende (oder schrumpfende) Sinuswellen und eine der beiden vorherigen multipliziert mit der Zeit (d. h. T e − A T ).

Es gibt eine ganze Wissenschaft darüber, wie und warum ich dieses Qualifizierungsmerkmal "im stationären Zustand" dort einfügen musste (und wie die Schaltung, die Sie zeigen, es nicht ganz erfüllt - Ihre Schaltung beginnt entweder nicht zu oszillieren oder sie wird abgeschnitten , zumindest leicht). Aber das war nicht deine Frage.

TimWescott_Ihr Beitrag erinnert mich an den schönen Satz: Mit dem Ziel, sich möglichst linear zu verhalten, muss jeder "lineare" harmonische Oszillator ein gewisses Maß an Nichtlinearität enthalten.
@LvW siehe meine neuen Simulationen und überarbeitete Antwort. Ist das akzeptabler?
Sunnyskyguy ... Entschuldigung, aber Ihre Erklärung enthält immer noch Fehler.
@LvW es gibt auch Fehler in deinen Kommentaren. Das Q ist variabel durch den Betrag der negativen Rückkopplungsschleifenverstärkung nahe -2 und der Schleifenverstärkung von -1 mit einem Pot, der einen Bereich von ~ 10% hat (100R / 1k). Wenn Sie das Poti variieren, maximiert Q an dem Punkt für eine stabile Sinusverstärkung, hier bei 180 Hz. Mit einer großen SigGen-Quelle R wird es zu einer Stromquelle mit V-Ausgang, es handelt sich also um eine Vektorimpedanzanalyse. Dies demonstriert die LC-Ersatzschaltung hier tinyurl.com/yyyvmhjm Tim, Sie können auch einen Kommentar abgeben, da Ihre Antwort nicht viel darüber aussagt, wie es funktioniert
@ SunnyskyguyEE75 Die einzige klare Frage war "warum ist es sinusförmig" - also habe ich mich darauf beschränkt, das zu beantworten.
In der Tat, warum in Bezug auf die Mechanik. Phase, Verstärkungsamplitude, Q, Resonanz THe Q ist nicht 3
Sunnyskyguy - Sie vermischen zwei Dinge. Wenn Sie von der "WIEN-Brücke" sprechen, beziehen Sie sich nur auf die RC-Rückkopplungsschaltung. Dieser hat ein Q=1/3 und einen Dämpfungsfaktor von 1/3. Der Verstärkungsblock muss also eine Verstärkung von 3 (idealisiert) haben. Aber in Ihrem letzten Kommentar sprechen Sie von der CLOSED-Schleife, die ganz andere Eigenschaften hat. Idealerweise ist die Regelgüte für JEDEN Oszillatortyp (alle RC- und alle LC-Oszillatoren) unendlich! Dies kann durch Auswertung des Closed-Loop-Phasengangs (senkrechte Linie bei f=fo) verifiziert werden.
Sunnyskyguy ... (1) Wenn Sie RC- und LC-Oszillatoren vergleichen möchten (was Q betrifft), müssen Sie die Schleifenverstärkung (Bedingungen im offenen Regelkreis) vergleichen - NICHT die Eigenschaften des geschlossenen Regelkreises, die keine Informationen enthalten. (2) Beabsichtigen Sie nicht, die falsche Information (Tiefpass, neg. Impedanzinverter) in Ihrem Diagramm zu korrigieren?

Kinka-Byo, um einen Oszillator zu realisieren, der die Barkhausensche Schwingungsbedingung erfüllt, benötigt man eine frequenzselektive Rückkopplung, die zusammen mit einem Verstärker für nur eine einzige Frequenz (diese bedeutet: Einheitsbetrag und Nullphasenverschiebung). Dazu gibt es mehrere allgemeine Realisierungskonzepte (hier eine ganz kurze Einführung in Oszillatorschaltungen):

  • RC-Bandpass in der Rückkopplungsschleife: WIEN-Bandpass, der bei der Resonanzfrequenz (Phasenverschiebung Null) eine Dämpfung von 0,333 hat; daher brauchen wir einen positiven Verstärker mit einer Verstärkung von +3 (0,3333x3=1)

  • LC-Bandpass in der Rückkopplungsschleife: Dieser Bandpass muss einen Vorwiderstand Rs und einen Parallelwiderstand Rp haben, daher ist die Dämpfung bei f=fo gleich Rp/(Rs+Rp) und wir brauchen einen Verstärker mit einer Verstärkung von (1+Rs /Rp) um eine Schleifenverstärkung von LG=1 zu realisieren.

  • Es gibt andere Konzepte, die auf Tiefpass- oder Hochpassschaltungen dritter Ordnung in der Rückkopplungsschleife basieren. In diesen Fällen realisieren wir eine Phasenverschiebung von -180 Grad bei f=fo - und wir brauchen einen invertierenden Verstärker, der die zusätzliche Phasenverschiebung von 180 Grad liefert.

*Schlussbemerkung: Aufgrund von Toleranzeffekten ist es nie möglich, LG=1 exakt zu realisieren. Deshalb legen wir alle Oszillatorschaltungen für LG>1 aus (mit dem Ergebnis einer Oszillation mit steigender Amplitude) - und wir führen eine zusätzliche Nichtlinearität ein, die die Verstärkung bei steigender Amplitude automatisch wieder auf LG=1 bringt. Aber das ist ein anderes Problem. Ohne eine solche Amplitudenregelung wird das ansteigende Sinussignal an der Versorgungsschiene begrenzt (geclippt) und wir benötigen eine zusätzliche Filterung.

LvW Es gibt einen Trick, den ich vor langer Zeit gelernt habe, um den Kompromiss zwischen harmonischer Verzerrung, Anlaufzeit und stabiler Sinuswelle zu optimieren. Es ist also keine Filterung erforderlich, es sei denn, Sie möchten mehr als 40 dB SNR. Es kommt auf das Verhältnis der R-Verhältnisse und den Dynamikbereich der Diode an.
Sunnyskyguy.. wie gesagt, oft ist eine zusätzliche Filterung OHNE Amplitudenregelung notwendig (Dioden, OTA,...). Es gibt jedoch Zwei-Operationsverstärker-Oszillatortopologien mit automatischer (inhärenter) Filterung.
Warum ist der Ausgang des Wien-Oszillators ein Sinus?
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