Was verursacht die Oszillation in der Rückkopplungsschleife eines SMPS?

Grundsätzlich haben Sie viel zu viel Verstärkung in Ihrer Rückkopplungsschleife, zusammen mit genügend Phasenverschiebung, um einen sehr schönen ~50-kHz-Oszillator zu erzeugen.

Erstens würde ich die Schaltung vereinfachen, indem ich den MOSFET Q1 eliminiere; Stattdessen würde ich erwägen, die Eingänge des LM393 auszutauschen und seinen Open-Collector-Ausgang zu verwenden, um den Vref-Knoten direkt anzusteuern. Zweitens würde ich eine erhebliche Menge an negativer Rückkopplung um den LM393 herum hinzufügen, zusammen mit einem Kondensator, um den Frequenzgang abzuschwächen. Sie brauchen wirklich nicht viel Bandbreite in Ihrem Regelkreis für ein Batterieladegerät – eine Batterie ist keine hochdynamische Last.

Bearbeiten Nr. 1 mit Kommentaren:

Ich verstehe über die Begrenzung des Spannungshubs auf Vsense; dafür sind R1 und R2 da. Ich sage, eliminieren Sie Q1 und R3 und verbinden Sie den LM393 mit der Verbindungsstelle von R1 und R2. Dann müssen Sie die Eingänge zum LM393 tauschen, um die richtige Polarität des Feedbacks zu erhalten.

Für eine negative Rückkopplung schließen Sie einfach einen Kondensator zwischen den Pins 1 und 2 des LM393 an. Da Pin 2 jetzt mit Ihrer Referenzquelle verbunden ist, benötigen Sie auch einen Widerstand zwischen C7 und Pin 2. Zusammen rollen diese Komponenten den Frequenzgang des Komparators ab. Ich würde mit Werten wie 10K und 100 nF beginnen, was eine Eckfrequenz von etwa 160 Hz ergibt. Ich weiß nicht, ob das ausreicht, um das System stabil zu machen, aber zumindest bringt es Sie in die richtige Richtung.

Bearbeiten #1, zusätzliche Gedanken:

Gehen wir einen Moment einen Schritt zurück. Wenn wir PWM_Vsetdas für den Moment ignorieren, ist es wirklich notwendig, die 200 mV, die über dem Messwiderstand erscheinen, zu nehmen und diese in die 1,221 V zu übersetzen, die der Regler an seinem Vsense-Pin erwartet. Dies erfordert einen einfachen nicht invertierenden Verstärker mit einer Verstärkung von etwas mehr als 6.

Basierend auf der neuen Schaltung wäre es ein interessantes Experiment, C7 kurzzuschließen und R3 auf 51K (Verstärkung = 6,1) zu reduzieren und zu sehen, ob der Regler jetzt stabil ist. Wenn dies der Fall ist, können wir uns überlegen, wie wir den Sollwert einstellbar machen können.

Ihr Kontrollschema verwirrt mich.

U3A ist ein LM393. Ein Komparator. Der Ausgang ist entweder hochohmig oder geerdet.

Der TPS5430 soll eine analoge Spannung an Pin 4 nehmen und eine interne Referenz von 1,221 V und einen internen Fehlerverstärker verwenden, um PWM zu erzeugen. Sie haben Vsense an 2,5 V gebunden. Wenn Q1 ausgeschaltet ist, geht das Tastverhältnis auf Null (Sense > Reference), und wenn es eingeschaltet ist, geht es mit einer von der internen Kompensation gesteuerten Anstiegsrate auf das Maximum (Sense < Reference).

Sie steuern im Wesentlichen einen analogen Pin mit einem digitalen Signal an - dies ist ein schwieriger Weg.

Sie haben auch keine Hysterese am Komparator, sodass der Ausgang möglicherweise klappert, wenn die Eingänge nahe beieinander liegen.

Ihre Idee, mit dem DAC eine Referenzspannung zu erzeugen und die Ausgangsspannung (und den Strom) zu steuern, ist gültig und korrekt. Was Sie wirklich brauchen, ist ein Abwärtsregler, der Ihnen Zugriff auf den internen Fehlerverstärkerausgang gibt, sodass Sie Ihre Komparatorschaltung durch einen tatsächlichen Fehlerverstärker (unter Umgehung des internen) ersetzen und eine Regelung mit geschlossenem Regelkreis mit der von Ihnen benötigten Kompensation erhalten können.

(Sie richten den Buck-Controller so ein, dass der interne Fehlerverstärker immer hoch ist, und binden dann Ihren externen Verstärker daran, damit er das Signal herunterziehen und das Tastverhältnis steuern kann.)

EDIT: Ihre überarbeitete Lösung wird funktionieren. Das Ersetzen des Komparators durch einen Operationsverstärker-Fehlerverstärker zum Einstellen des externen Arbeitspunkts ist ein guter Kompromiss. Sie speisen im Wesentlichen eine Schleife (die interne Kompensation des Bucks) mit dem Ausgang einer anderen Schleife (Ihres externen Fehlerverstärkers), aber das ist der Preis, den Sie zahlen, wenn Sie einen dieser winzigen Buck-Steuerchips mit integrierter Rückkopplung verwenden. Ich würde mit Lastschritten experimentieren, um zu sehen, ob der Ausgang oszillierende Tendenzen aufweist, nur um sicherzustellen, dass keine Instabilität möglich ist.

Die Lösung für dieses Problem, das ich hatte, ist eine Kombination der beiden Antworten von Dave Tweed und Madmanguruman. Danke Jungs.

Ich habe den Komparator LM393 durch einen LM358 ersetzt , der zumindest bei Digi-Key fast den gleichen Preis hat. 0,0797 $ für LM358 und 0,0756 $ für LM393, beide in 100 Stück.

Ich habe auch eine negative Rückkopplung mit einem Kondensator hinzugefügt, damit der Ausgang langsam genug ansteigt und der TPS5430 die Buck-Regulierung steuern kann. Oh, und vergessen wir nicht, dass ich die Eingangspins vertauscht habe.

Die Testergebnisse sind großartig. Ich habe versucht, die Last zu treten, keine Probleme. Ich habe auch den Ausgang kurzgeschlossen oder sehr wenig (weniger als ein halbes Ohm) Widerstand angelegt und wieder kein Problem.

Bei einer Last von 5 Ohm bei 1 A beträgt der Wirkungsgrad etwa 91 %. Bei einem Strom von 2 A bei gleicher Last liegt der Wirkungsgrad bei 90 %. Das Ausgangsrauschen beträgt etwa 60 mV von Spitze zu Spitze. Ich bin ziemlich zufrieden mit den Ergebnissen. Mein Ziel ist es jetzt, auch einen Spannungsregelungsmechanismus hinzuzufügen, damit ich das Li-Ion-Laden implementieren kann. Hier ist der neuste Schaltplan: