P-Kanal-MOSFET-Einschaltstrombegrenzung

Sie haben irgendwie die richtige Idee:

Aber der Kondensator ist an der falschen Stelle. Zur Steuerung der Anstiegsgeschwindigkeit sollte es zwischen Drain und Gate liegen, nicht zwischen Source und Gate, wie Sie es zeigen. Wenn Sie es zwischen Drain und Gate platzieren, wird eine Rückkopplung verursacht, sodass der FET bei schnellem Anstieg des Drains stärker ausgeschaltet wird.

Nur eine Kappe zwischen Drain und Source kann gut genug sein. Das Timing hängt von einigen Parametern ab, die normalerweise kaum bekannt sind, und die Flankenbegrenzung setzt erst ein, wenn das Gate seine Schwellenspannung erreicht.

Hier ist eine ausgefeiltere Stromeingangsschaltung zur Begrenzung der Steigung, die ich einige Male verwendet habe.

Dieses Gerät ist über zwei CAN-Bus-Leitungen, Masse und 24-V-Strom mit dem Rest des Systems verbunden. Es ist jederzeit Hot-Plug-fähig. Es darf nicht zugelassen werden, dass beim Einstecken plötzlich ein großer Stromimpuls gezogen wird.

CANPWR ist die direkte Verbindung zum 24-V-Leistungsbus, und 24 V ist die interne 24-V-Versorgung in diesem Gerät. Der Zweck dieser Schaltung besteht darin, 24 V langsam genug ansteigen zu lassen, um den Einschaltstrom auf ein akzeptables Niveau zu begrenzen. Danach sollte es so weit wie möglich aus dem Weg geräumt werden.

Eine ansteigende Spannungsflanke an 24 V verursacht Strom durch C2, der Q3 einschaltet, der Q1 einschaltet, der versucht, die Gate-Ansteuerung zu Q2, dem Power-Pass-Element, auszuschalten. Beachten Sie, dass dies mit weniger als 1 V bei 24 V einsetzt.

Eine Flankenbegrenzungsrückkopplung tritt auf, wenn genügend Spannung an R4 anliegt, um Q3 einzuschalten. Das sind ungefähr 1,5 V, wenn man den Abfall über R5 berücksichtigt, der zum Einschalten von Q1 erforderlich ist. Die Steilheitsgrenze ist daher das, was erforderlich ist, um (1,5 V)/(10 kΩ) = 150 µA durch C2 zu leiten. (150 µA)/(1 µF) = 150 V/s. Der Anstieg auf 24 V sollte daher ca. 150 ms dauern. Ich erinnere mich, dass ich einige 100 ms Anstiegszeit mit einem Oszilloskop gemessen habe, damit alles stimmt.

Sobald das 24-V-Netz angestiegen ist, hält R3 Q2 eingeschaltet und D2 hält seine Gate-Source-Spannung innerhalb des zulässigen Bereichs.

Low-Tech-Lösungen:

• Montieren Sie die Sicherung NACH der Eingangskappe. Fügen Sie am Reglereingang eine 100-nF-Kappe hinzu, um seine Stabilität zu gewährleisten.
• Ersetzen Sie die Sicherung durch Polyswitch (der eine langsamere Reaktionszeit hat).
• Kondensator parallel zur Sicherung schalten

Meine bevorzugte Lösung wäre die erste oder zweite.

Mittlere technische Lösung:

Fügen Sie einen Widerstand in Reihe mit der Eingangskappe parallel zu einer Schottky-Diode hinzu. Der Widerstand verlangsamt die Kondensatorladung und die Diode ermöglicht eine schnelle Entladung, wenn LDO Strom benötigt. Etwas wackelige Lösung...

Hightech-Lösung: Strombegrenzer mit...

• ein Verarmungs-MOSFET wie DN2540.
• strombegrenzter High-Side-Lastschalter

Jede praktische, auf Logik basierende "Überwachungs" -Schaltung passt nicht in den verfügbaren Platz. Ein einfacher NTC-Widerstand wäre wahrscheinlich auch zu groß. Schauen Sie sich diese auf jeden Fall an, vielleicht gibt es eine kleine, die zu Ihrem Zweck passt.

Wenn Sie mehr Platz hätten, würde ich einen Konstantstrombegrenzer verwenden, der den Ausgang zerhackt, ähnlich wie Strom-PWM, bis die Kappe aufgeladen ist. Verwenden Sie vor den Kappen einen Messwiderstand, einen Komparator und einen weiteren PFET. Aber das wird absolut nicht in Ihre Schaltung passen. Sie KÖNNTEN das von mir beschriebene Modul als Inline-Gerät entwerfen, bevor es von der Batterie zur VIN Ihres Stromkreises gelangt. Gleiches gilt für den NTC-Widerstand, könnte etwas vor der Platine mit Ihrer Schaltung sein.

Die bessere, diskrete Lösung könnte diese sein: Ein 2-Ohm-Leistungswiderstand in Reihe vor Ihren Kondensatoren / FET ist definitiv immer noch eine Option. Wenn Sie eine Sicherung mit 125 mA haben, haben Sie unter normalen Bedingungen offensichtlich eine sehr geringe Stromlast. Um den Spannungsspielraum zu berücksichtigen, sollten Sie anstelle einer Schottky-Diode einen umgekehrten PFET verwenden (die Drain-Source wäre der normalen Konfiguration für einen High-Side-Schalter entgegengesetzt), wobei die Basis geerdet ist. Dies ist eine extrem niedrige V-Forward-Lösung für den Verpolungsschutz. 2 Ohm bei Ihrem Sicherungsnennstrom von 125 mA (übrigens eine schlechte Idee, so nahe am Haltestrom zu arbeiten) verlieren Sie nur 250 mV, weniger als Ihr Schottky verlieren würde, und immer noch viel Platz für Kabel und PFET-Abfall. Der Einschaltwiderstand für die PFETs liegt in der Größenordnung von 30-90 Milliohm, wenn Sie die guten bekommen. Das Beste, was Sie tun können, ist, die Schaltung zu prototypisieren und zu testen. Ein Widerstand und ein umgekehrter PFET sollten überhaupt nicht viel Platz einnehmen! In 4,5 mm x 4,5 mm könnten Sie einen SOT23- (oder SC-70-) Gehäuse-PFET und einen 0,25-W-0805-Gehäusewiderstand einbauen, denke ich.

Ein FET wie dieser MTM231232LBF würde großartig funktionieren, aber er benötigt eine Zenerdiodenklemme am Gate zur Masse nach dem Gerät. siehe Bild unten für Beispielschaltung, aber die Zenerspannung muss offensichtlich <10 V sein, um das Gate zu schützen. Eine Zenerspannung zwischen 5-7 V würde funktionieren.

Die Zener- und Widerstandskombination kann das kleinstmögliche Paket sein, das Sie finden können. Sie tun kaum etwas, außer sicherzustellen, dass Ihr FET nicht platzt.

Eine Kombination aus Vorwiderstand und einem PFET-basierten Polaritätsschutz, der Ihnen den benötigten Spannungsspielraum bietet, hilft also, das Auftreten eines Kurzschlusses von Ihren Kondensatoren nachgeschaltet an der Last zu vermeiden. Der MOSFET selbst schaltet sich auch nicht sofort ein, daher wirkt er nur in seinem nichtlinearen Einschaltverhalten als eine Art Strombegrenzer.

Ich versuche, etwas Ähnliches zu tun, und dieser Anwendungshinweis enthält ziemlich genaue Anweisungen zum Layout Ihrer Schaltung sowie zum Berechnen der entsprechenden Werte: http://www.onsemi.com/pub/Collateral/AND9093-D.PDF

^{Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan}

Beachten Sie, dass AND9093 für Lastschalter referenziert wird, sodass Sie in Ihrem Schaltplan ohne den zusätzlichen Fet, der das Gate auf Masse zieht, sofort einschalten und den Einschaltstrom nicht unter Kontrolle halten. Die Werte, die Sie aus AND9093 berechnen, sollten sehr nahe beieinander liegen, aber Sie müssen eine zusätzliche Kappe von der Quelle zum Gate hinzufügen, damit das Gate beim Einschalten nur ein wenig hochgezogen wird, damit das zusätzliche Gate die Kapazität entleeren kann, um den Mosfet im zu halten linearen Bereich nach Bedarf, um den Strom niedrig zu halten.

Probieren Sie diese Schaltung aus, die ich in der Vergangenheit verwendet habe, und sie wird nach Bedarf funktionieren. Simulieren Sie es und Sie werden auch sehen, dass es auch sehr gut funktioniert. Stellen Sie sicher, dass Sie die richtigen Parameter aus dem Fet-Datenblatt verwenden, um Ihre Werte im Baseballstadion zu erhalten.

Ich weiß, dass dies ein alter Artikel ist und meine Antwort die Frage des OP nicht vollständig beantwortet. Da jedoch verschiedene Google-Suchanfragen, die auf die Begrenzung des Einschaltstroms hinwiesen, auf diesen Punkt verwiesen, dachte ich, mein Ergebnis als Antwort für andere hinzuzufügen

Bei der Suche nach einer ähnlichen Lösung erfüllte keine der oben genannten Lösungen meine Timing-Anforderungen (große kapazitive Last -> lange Einschaltgrenzzeit).

Auch bei der Verwendung kleiner Widerstände und Kondensatoren (z. B. 0402 oder 0603) sollte der Footprint, der die Mosfet-Größe überschreitet, begrenzt werden.

Für große kapazitive Lasten und flexiblere Timing-Anforderungen ist dies eine anspruchsvollere Lösung, die mit nur einer Drain-Gate-Kondensatorschaltung schwer zu erreichen ist.

^{Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan}

Details zu dieser Schaltung und zur Berechnung der Werte finden Sie hier