Die Regelkreisverstärkung dieses Verstärkers kann nicht vorhergesagt werden

Question

Die Regelkreisverstärkung dieses Verstärkers kann nicht vorhergesagt werden

Gewürz
Physik
Infinitesimalrechnung
Verstärker
geschlossener Kreislauf
Negative Rückmeldung

Keno

Dies ist die Schaltung, die ich gerade analysiere: ( Link zur LTSpice-Datei )

Ich versuche, die Closed-Loop-Verstärkung und die Gesamtverstärkung jeder Stufe vorherzusagen (wenn alle Schleifen geschlossen sind).

Als erstes habe ich die DC-Bedingungen im Stromkreis für bestimmte Parameter berechnet und dann begonnen, mich mit der Rückkopplung jedes Stromkreises zu befassen. Außerdem habe ich zu Beginn jeden Teilkreis separat an eine Quelle angeschlossen, um die Dinge einfacher zu machen.

schematisch

^{Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan}

ABBILDUNG A:

$r_e = 43\Omega$ , $\beta = 250$ , $I_c = 600 \mu A$ , $r_\pi = 10.8k\Omega$ , $A_{ol} = 387$

$r_e = 26mV/I_e$ , $r_\pi = r_e *(\beta + 1)$ , $A_{ol} = \frac{(R_2 + R_1||R_\pi)||R_3}{r_e}$ (NFB-Laden inklusive)

Ich habe die Closed-Loop-Gleichung von KCL definiert

\frac{v_{ICH N} - v_{B}}{R_{1}} - \frac{v_{Ö U T} - v_{B}}{R_{2}} - \frac{v_{B}}{R_{π}} = 0

$\frac{V_{IN}-V_B}{R_1} - \frac{V_{OUT}-V_B}{R_2} - \frac{V_B}{r_\pi} = 0$ und bekam

A_{C L (Q 1)} = \frac{v_{Ö U T}}{v_{ICH N}} = \frac{R_{2}}{R_{1}} - \frac{v_{B} R_{2} (R_{2} R_{π} - R_{1} R_{π} + R_{1} R_{2})}{v_{ICH N} R_{1} R_{2} R_{π}} = 30.4

$A_{CL(Q1)} = \frac{V_{OUT}}{V_{IN}} = \frac{R_2}{R_1} - \frac{V_B R_2(R_2 r_\pi - R_1 r_\pi + R_1 R_2)}{V_{IN}R_1 R_2 r_\pi} = 30.4$

In LTSpice habe ich gemessen $\frac{V_{OUT}}{V_{IN}} = 30.3$ , also bin ich der oberen Gleichung ziemlich nahe gekommen.

ABBILDUNG B:

$r_e = 43\Omega$ , $\beta = 250$ , $I_c = 592 \mu A$ , $r_\pi = 66.2k\Omega$ , $A_{ol} = 63$

$r_e = 26mV/I_e$ , $r_\pi = (R_9+r_e) *(\beta + 1)$ , $A_{ol} = \frac{(R_7 + R_1||R_\pi)||R_5}{(R_9+r_e)}$ (NFB-Laden inklusive)

Ich habe die Closed-Loop-Gleichung von KCL definiert

\frac{v_{ICH N} - v_{B}}{R_{1}} - \frac{v_{Ö U T} - v_{B}}{R_{7}} - \frac{v_{B}}{R_{π}} = 0

$\frac{V_{IN}-V_B}{R_1} - \frac{V_{OUT}-V_B}{R_7} - \frac{V_B}{r_\pi} = 0$ und bekam

A_{C L (Q 2)} = \frac{v_{Ö U T}}{v_{ICH N}} = \frac{R_{7}}{R_{1}} - \frac{v_{B} R_{7} (R_{7} R_{π} - R_{1} R_{π} + R_{1} R_{7})}{v_{ICH N} R_{1} R_{7} R_{π}} = 22.4

$A_{CL(Q2)} = \frac{V_{OUT}}{V_{IN}} = \frac{R_7}{R_1} - \frac{V_B R_7(R_7 r_\pi - R_1 r_\pi + R_1 R_7)}{V_{IN}R_1 R_7 r_\pi} = 22.4$

In LTSpice habe ich gemessen $\frac{V_{OUT}}{V_{IN}} = 21.3$ . Nicht so nah am berechneten Wert wie bei Abbildung A, aber nah genug für mich.

ABBILDUNG C: (hier sind die Dinge nicht so, wie sie sein sollten - wie von LTSpice gemessen)

Die Hauptsache hier war, die Gesamtverstärkung der Schaltung aus Abbildung C vorherzusagen. Ich dachte, ich würde dies erreichen, indem ich die Verstärkung jeder Teilschaltung (aktiv) multipliziere und auch die Eingangsverstärkung jeder Teilschaltung (passiv - kleiner als 1) multipliziere tritt aufgrund des endlichen Eingangswiderstands und des Ausgangswiderstands ungleich Null jedes BJT ein. So:

A_{C L (Ö v E R A L L)} = A_{P (Q 1)} * A_{C L (Q 1)} * A_{P (Q 2)} * A_{C L (Q 2)} = 354

$A_{CL(OVERALL)} = A_{P(Q1)} * A_{CL(Q1)} * A_{P(Q2)} * A_{CL(Q2)} = 354$

Wo

A_{P (Q 1)} = \frac{R_{π (Q 1)}}{R 1 + R_{π (Q 1)}} = 0,65

$A_{P(Q1)} = \frac {r_{\pi(Q1)}}{R1+r_{\pi(Q1)}} = 0.65$

A_{P (Q 2)} = \frac{R_{π (Q 2)}}{((R_{2} + R 1 | | R_{π (Q 1)}) | | R 3) + R_{π (Q 2)}} = 0,80

$A_{P(Q2)} = \frac {r_{\pi(Q2)}}{((R_2 + R1||r_{\pi(Q1)})||R3)+r_{\pi(Q2)}} = 0.80$

In LTSpice habe ich gemessen $A_{CL(OVERALL)} = 1135$ . Wie Sie sehen können, ist der gemessene Wert mindestens 3x größer im Vergleich zu dem, was ich berechnet habe! Das ist ein enormer Unterschied, der nicht hingenommen werden kann. Wenn also beide Teilschaltkreise kombiniert werden, passiert etwas, das ich nicht vorhersehen konnte. Irgendetwas muss mit meinen Berechnungen gewaltig schief gelaufen sein, sonst würde es in diesem Beispiel nicht zu einem so enormen Fehler kommen.

Kann mir jemand sagen/erklären, wo ich bei der Analyse dieser speziellen Schaltung einen Fehler gemacht habe? Kann jemand die Fehler erkennen, die ich gemacht habe?

Tony Stewart EE75

Sie haben die Auswirkungen der Verringerung der Eingangs- und Ausgangsimpedanz durch negative Rückkopplung weggelassen. Ich bekomme 14x50=700 Gewinn

Tony Stewart EE75

das war bei 5 V, aber bei 12 V, die Verstärkung beträgt ~ 19 * 61 = 1160. Wenn Sie dies für eine große Signalausgabe bauen möchten, würden Sie 22k bis 50k über Vbe2 hinzufügen, um Vce auf V+/2 zu erhöhen

Keno

@TonyEErocketscientist Kannst du erklären, wie du einen Gewinn von 1160 bekommen hast?

Tony Stewart EE75

Haben Sie sich Zout1 und Zin2 von negativem Feedback angesehen? Versuchen Sie, 2k bzw. 3k dafür zu bekommen. Dies reduziert Av1 von 35 auf ~30 und erhöht Av2 auf 61,

Tony Stewart EE75

Schlagen Sie den Satz von Miller nach

Keno

@TonyEErocketscientist 2k und 3k für Zout1 und Zin2? Wie? Ich bekomme Zout1 um 16k und Zin2 um 50k. Auf keinen Fall könnten diese beiden Parameter einen so niedrigen Wert haben (zu hohe Gesamtwiderstandswerte - zu geringer Stromfluss). Vielleicht könnten Sie Ihren Weg zur Lösung dieser Gesamtverstärkung der Schaltung angeben, indem Sie diese Frage beantworten.

Keno

@TonyEErocketscientist Ansonsten bin ich mit Millers Theorem bekannt. Andernfalls könnte ich obere Gleichungen nicht selbst definieren und benötigte Parameter finden.

Tony Stewart EE75

hier liegt ein offensichtlicher Fehler bei der Anwendung des Satzes von Miller vor, da das Annahmekriterium nicht erfüllt ist. Es ist ein Paradoxon und schwer zu berechnen. Da Zout1 niedrig ist 2~3k, ist Av2=61 nicht viel kleiner als Aol2=63 also Abb. B, Av2=R7/R1=220k/3k6=61 Sie können Zout1 testen und 1M auf 10 Ohm ändern. Das Paradoxon ist schwer zu beweisen, aber leicht zu messen, da Zout1 abnimmt, Av2 zunimmt und Zin2 abnimmt. tinyurl.com/y96cbh8c Ändern Sie 1M in 3k

Keno

@TonyEErocketscientist Okay, für Zout1 erhalte ich das gleiche Ergebnis wie Sie, aber diesmal mit der Formel

Z_{O U T} = \frac{v_{o u t}}{i_{o u t}} = \frac{V_{C}}{I_{C}}

$Z_{OUT} = \frac{v_{out}}{i_{out}} = \frac{V_C}{I_C}$ . Und ich verstehe immer noch nicht, warum ich mit Gleichungen, die nur dynamische Widerstände und passive Widerstände enthalten, nicht denselben Wert erhalten kann ... Was für eine Art Paradoxon ist das? Warum lässt es sich nicht erklären? Ich bin wirklich gespannt, was zum Teufel mit dieser Schaltung passiert und warum sie sich so mysteriös verhält. Ich hoffe sehr, dass Sie Ihre Aussagen durch eine Antwort verdeutlichen konnten. Oder mich zumindest auf eine Lösung hinweisen.

Tony Stewart EE75

Gut, als nächstes Erhöhen Sie in meiner Simulation, wenn stabil, C auf 1 mf in Vout der 1. Stufe, um zu prüfen. Reduzieren Sie dann die Last von 1M nach unten. Da diese Schnittstellenlast Av1 dämpft und gleichzeitig die Rückkopplungsverstärkung auf Av2 erhöht und der Ausgang sich nicht ändert, daher das Paradoxon der konstanten Verstärkung, bis der DC-Vorspannungsstrom oder der Ruhe-Vc-Arbeitspunkt geändert wird, dann steigt die Verstärkung etwas mit dem Basisstrom als an du erwartest . Dann, wenn Sie in Q1 fertig sind, senken Sie auch Zout1

Keno

@ TonyEErocketscientist Whoa ... Ich hätte nicht gedacht, dass eine solche Schaltung auf "solche" Weise funktionieren könnte. Wie sind Sie überhaupt darauf gekommen? Wenn Sie mich fragen, ist es gar nicht so offensichtlich. Aber trotzdem, wie haben Sie es geschafft, Zout1 und Zin2 zu berechnen? Auf welcher Basis? Welche Formeln haben Sie für diese beiden Parameter verwendet?

Tony Stewart EE75

Ich habe es herausgefunden, als ich erwartet hatte, dass das negative Feedback und die Reduzierung der Open-Loop-Verstärkung einen stärkeren Effekt bei der Reduzierung von Zout haben würden und dasselbe für Zin aus Erfahrung. Ich habe dies durch Testen von Z in Falstad durch Lasteffekte mit hFE=250 verifiziert.

Keno

@TonyEErocketscientist Eine Sache noch. Sie haben Folgendes gesagt: "Es gibt einen offensichtlichen Fehler bei der Anwendung des Satzes von Miller, da das Annahmekriterium nicht erfüllt ist". Was wolltest du damit sagen? Dass Millers Theorem in dieser Schaltung nicht gilt? Oder dass ich die Schaltung falsch modelliert habe (unter Verwendung des Satzes von Miller)?

Tony Stewart EE75

"trifft nicht zu" (so genau), da die Belastung übermäßig ist, etwas über Schleifenverstärkung und R-Verhältnisse mit unzureichend hoher Impedanz (in diesem Fall Ausgang von Rc & Stromsenke) k-Faktor *Rc>>Rf

Tony Stewart EE75

was dazu führt, dass Abb. B - R1 zu hoch ist. Normalerweise ist die AC-Last viel größer als Rc, aber immer noch etwas größer als Zout1 von neg. FB. Schreiben Sie einen Brief an Ihren Prof.

G36

Ihre Schaltung hat keine allgemeine Rückkopplungsschleife, sondern nur lokale negative Rückkopplungsschleifen. Die Gesamtspannungsverstärkung kann also nicht als "Closed-Loop-Verstärkung" bezeichnet werden.

Tony Stewart EE75

@ G36 vielleicht ist es Ihre Semantik, aber ein lokaler Negativ-Rückkopplungsverstärker hat immer noch Open- und Closed-Loop-Verstärkungen. Insgesamt vereinbart, dass es sich um 2 Kaskadenschleifen handelt, bei denen die Miller-Impedanz mit der Verstärkung von jeder interagiert

Antworten (2)

Die Regelkreisverstärkung dieses Verstärkers kann nicht vorhergesagt werden

Sie haben die Auswirkungen der Verringerung der Eingangs- und Ausgangsimpedanz durch negative Rückkopplung weggelassen. Ich bekomme 14x50=700 Gewinn
das war bei 5 V, aber bei 12 V, die Verstärkung beträgt ~ 19 * 61 = 1160. Wenn Sie dies für eine große Signalausgabe bauen möchten, würden Sie 22k bis 50k über Vbe2 hinzufügen, um Vce auf V+/2 zu erhöhen
@TonyEErocketscientist Kannst du erklären, wie du einen Gewinn von 1160 bekommen hast?
Haben Sie sich Zout1 und Zin2 von negativem Feedback angesehen? Versuchen Sie, 2k bzw. 3k dafür zu bekommen. Dies reduziert Av1 von 35 auf ~30 und erhöht Av2 auf 61,
@TonyEErocketscientist 2k und 3k für Zout1 und Zin2? Wie? Ich bekomme Zout1 um 16k und Zin2 um 50k. Auf keinen Fall könnten diese beiden Parameter einen so niedrigen Wert haben (zu hohe Gesamtwiderstandswerte - zu geringer Stromfluss). Vielleicht könnten Sie Ihren Weg zur Lösung dieser Gesamtverstärkung der Schaltung angeben, indem Sie diese Frage beantworten.
@TonyEErocketscientist Ansonsten bin ich mit Millers Theorem bekannt. Andernfalls könnte ich obere Gleichungen nicht selbst definieren und benötigte Parameter finden.
hier liegt ein offensichtlicher Fehler bei der Anwendung des Satzes von Miller vor, da das Annahmekriterium nicht erfüllt ist. Es ist ein Paradoxon und schwer zu berechnen. Da Zout1 niedrig ist 2~3k, ist Av2=61 nicht viel kleiner als Aol2=63 also Abb. B, Av2=R7/R1=220k/3k6=61 Sie können Zout1 testen und 1M auf 10 Ohm ändern. Das Paradoxon ist schwer zu beweisen, aber leicht zu messen, da Zout1 abnimmt, Av2 zunimmt und Zin2 abnimmt. tinyurl.com/y96cbh8c Ändern Sie 1M in 3k
@TonyEErocketscientist Okay, für Zout1 erhalte ich das gleiche Ergebnis wie Sie, aber diesmal mit der Formel $Z_{OUT} = \frac{v_{out}}{i_{out}} = \frac{V_C}{I_C}$ . Und ich verstehe immer noch nicht, warum ich mit Gleichungen, die nur dynamische Widerstände und passive Widerstände enthalten, nicht denselben Wert erhalten kann ... Was für eine Art Paradoxon ist das? Warum lässt es sich nicht erklären? Ich bin wirklich gespannt, was zum Teufel mit dieser Schaltung passiert und warum sie sich so mysteriös verhält. Ich hoffe sehr, dass Sie Ihre Aussagen durch eine Antwort verdeutlichen konnten. Oder mich zumindest auf eine Lösung hinweisen.
Gut, als nächstes Erhöhen Sie in meiner Simulation, wenn stabil, C auf 1 mf in Vout der 1. Stufe, um zu prüfen. Reduzieren Sie dann die Last von 1M nach unten. Da diese Schnittstellenlast Av1 dämpft und gleichzeitig die Rückkopplungsverstärkung auf Av2 erhöht und der Ausgang sich nicht ändert, daher das Paradoxon der konstanten Verstärkung, bis der DC-Vorspannungsstrom oder der Ruhe-Vc-Arbeitspunkt geändert wird, dann steigt die Verstärkung etwas mit dem Basisstrom als an du erwartest . Dann, wenn Sie in Q1 fertig sind, senken Sie auch Zout1
@ TonyEErocketscientist Whoa ... Ich hätte nicht gedacht, dass eine solche Schaltung auf "solche" Weise funktionieren könnte. Wie sind Sie überhaupt darauf gekommen? Wenn Sie mich fragen, ist es gar nicht so offensichtlich. Aber trotzdem, wie haben Sie es geschafft, Zout1 und Zin2 zu berechnen? Auf welcher Basis? Welche Formeln haben Sie für diese beiden Parameter verwendet?
Ich habe es herausgefunden, als ich erwartet hatte, dass das negative Feedback und die Reduzierung der Open-Loop-Verstärkung einen stärkeren Effekt bei der Reduzierung von Zout haben würden und dasselbe für Zin aus Erfahrung. Ich habe dies durch Testen von Z in Falstad durch Lasteffekte mit hFE=250 verifiziert.
@TonyEErocketscientist Eine Sache noch. Sie haben Folgendes gesagt: "Es gibt einen offensichtlichen Fehler bei der Anwendung des Satzes von Miller, da das Annahmekriterium nicht erfüllt ist". Was wolltest du damit sagen? Dass Millers Theorem in dieser Schaltung nicht gilt? Oder dass ich die Schaltung falsch modelliert habe (unter Verwendung des Satzes von Miller)?
"trifft nicht zu" (so genau), da die Belastung übermäßig ist, etwas über Schleifenverstärkung und R-Verhältnisse mit unzureichend hoher Impedanz (in diesem Fall Ausgang von Rc & Stromsenke) k-Faktor *Rc>>Rf
was dazu führt, dass Abb. B - R1 zu hoch ist. Normalerweise ist die AC-Last viel größer als Rc, aber immer noch etwas größer als Zout1 von neg. FB. Schreiben Sie einen Brief an Ihren Prof.
Ihre Schaltung hat keine allgemeine Rückkopplungsschleife, sondern nur lokale negative Rückkopplungsschleifen. Die Gesamtspannungsverstärkung kann also nicht als "Closed-Loop-Verstärkung" bezeichnet werden.
@ G36 vielleicht ist es Ihre Semantik, aber ein lokaler Negativ-Rückkopplungsverstärker hat immer noch Open- und Closed-Loop-Verstärkungen. Insgesamt vereinbart, dass es sich um 2 Kaskadenschleifen handelt, bei denen die Miller-Impedanz mit der Verstärkung von jeder interagiert

G36 · Answer 1

Wir haben diese Schaltung

schematisch

^{Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan}

Zuerst müssen wir die Spannungsverstärkung für eine zweite Stufe finden.

Dieser Gan wird gleich sein

A_{v 2} \approx \frac{R_{C 2} | | R_{L} | | R_{B 2}}{R_{e 2} + R_{E 2}} \approx \frac{16.3 k Ω}{263 Ω} \approx 62 v / v

$A_{V2} \approx \frac{R_{C2}||R_L||R_{B2}}{r_{e2}+R_{E2}} \approx \frac{16.3\textrm{k}\Omega}{263\Omega} \approx 62 V/V$

Um die Spannungsverstärkung für eine erste Stufe zu finden, müssen wir die Eingangsimpedanz einer zweiten Stufe kennen.

Und wir können es mit dem Miller-Theorem finden. Wie erzeugt eine Miller-Kappe physikalisch einen Pol in Schaltkreisen?

R_{ich N 2} \approx \frac{R_{B 2}}{A_{v 2}} | | (β 2 \cdot (R_{e 2} + R_{E 2})) \approx 3.36 k Ω

$R_{in2} \approx \frac{R_{b2}}{A_{V2}}|| \left(\beta2\cdot (r_{e2}+R_{E2}) \right) \approx 3.36\textrm{k}\Omega$

Versuchen Sie, den vollständigen Ausdruck für abzuleiten $R_{in2}$

Nun die Spannungsverstärkung der ersten Stufe:

A_{v 1} \approx \frac{R_{C 1} | | R_{ich N 2} | | R_{B 1}}{R_{e 1}} \approx \frac{2.8 k Ω}{43 Ω} \approx 65 v / v

$A_{V1} \approx \frac{R_{C1}||R_{in2}||R_{B1}}{r_{e1}} \approx \frac{2.8\textrm{k}\Omega }{43\Omega} \approx 65 V/V$

Und die Eingangsimpedanz:

R_{ich N 1} \approx \frac{R_{B 1}}{A_{v 1}} | | (β 1 \cdot R_{e 1}) \approx 2.57 k Ω

$R_{in1} \approx \frac{R_{b1}}{A_{V1}}|| \left(\beta1\cdot r_{e1}\right) \approx 2.57\textrm{k}\Omega$

Die Gesamtspannungsverstärkung ist also:

A_{v} = \frac{R_{ich N 1}}{R_{G} + R_{ich N 1}} \cdot A_{v 1} \cdot A_{v 2} \approx 1180 v / v

$A_V =\frac{R_{in1}}{R_g + R_{in1}}\cdot A_{V1}\cdot A_{V2} \approx 1180 V/V$

Siehst du jetzt deinen Fehler?

BEARBEITEN

Und Sie können LTspice verwenden, um diese Ergebnisse zu bestätigen. Und am einfachsten ist es, wenn Sie die AC-Analyse verwenden. Stellen Sie die AC-Quelle auf 1 V ein. Dadurch erhalten Sie das Ergebnis direkt in V/V.

Siehe Beispiel

Wie Sie sehen können, habe ich die Wechselstromquelle auf 1 V eingestellt und die Spannungsverstärkung der ersten Stufe allein beträgt V (vin2) / V (vin1) gleich 63,4 V / V.

Und mit der AC-Analyse können Sie Rin, Rout problemlos darstellen.

Zum Beispiel ist Rin2 V(vin2)/I(C2)

Gut gemacht. Ich verstehe, was Sie mit dieser Methode der Impedanzverhältnisse meinen
Ich bezweifle, dass ich diesen Begriff jemals finden würde $\frac{R_b}{A_V}$ für $R_{in}$ allerdings von mir aus. Sie müssen also ziemlich erfahren in der Definition von Schaltungsparametern sein, habe ich recht?
@Keno Sie erkennen das Miller-Theorem nicht bei der Arbeit? electronic.stackexchange.com/questions/336474/… Wenn Sie einen Widerstand zwischen Eingang und Ausgang eines invertierenden Verstärkers mit einer Verstärkung von A anschließen. Dieser Widerstand wird jetzt als R / (A + 1) angezeigt. Und in Ihrer Schaltung sind R2 und R7 die Widerstände, die zwischen den Ausgang und den Eingang eines invertierenden Verstärkers geschaltet wurden.
Ich meine, haben Sie diese Formel selbst gefunden, indem Sie Millers Theorem verwendet haben? Oder hast du es woanders gefunden? Weil ich bezweifle, dass ich es geschafft hätte, es selbst zu definieren.
Ich habe sie durch Inspektion geschrieben. Es ist ganz einfach. Beachten Sie, dass wir dank des Satzes von Miller R2 als Widerstand R2/(1+AV) betrachten können, der zwischen Basis und Masse geschaltet ist. Und am Ausgang als R2-Widerstand zwischen Kollektor und Masse geschaltet. Daher Rin1 = R2/(1+AV)||r_pi und die Spannungsverstärkung AV = (Rc||R2||Rin2)/re
Außerdem sollte ich hinzufügen, dass diese "Methode" (unter Verwendung des Satzes von Miller) nur ungefähre Ergebnisse liefert. Denn die „Millersche Gleichung“ geht von einem idealen Spannungsverstärker mit Rin = 00 und Rout = 0 aus.
Sehen Sie sich hier weitere Beispiele an electronic.stackexchange.com/questions/366848/… und dieses electronic.stackexchange.com/questions/372891/…
Das einzige, was mich an Ihrer Antwort stört, ist, dass Sie zeigen, wie die Spannungsverstärkung jeder Stufe berechnet wird. Aber sollten wir hier über Closed-Loop-Verstärkung sprechen? Oder Open-Loop-Gain? Ich weiß, dass Sie die Ladeeffekte von NFB oder R_b für die Spannungsverstärkung jeder Stufe berücksichtigt haben, aber das sieht für mich immer noch wie eine Open-Loop-Verstärkung aus. Wenn Sie einen Verstärker mit NFB haben, berechnen Sie normalerweise zuerst die Open-Loop-Verstärkung und wenden diese dann auf die Closed-Loop-Gleichung an - $A_{CL}=\frac{A_{OL}}{1+A_{OL}\beta}$
Wie würden Sie die Verstärkung des geschlossenen Regelkreises in Ihrer Schaltung definieren? Wenn wir zwei getrennte Verstärker in Kaskade geschaltet haben?
@G36 Nicht vollständig geschlossener Regelkreis. So etwas gibt es in dieser Schaltung nicht. Aber die Closed-Loop-Verstärkung jeder Stufe. Üblicherweise wird zunächst der OPEN LOOP GAIN einer Schaltung berechnet und auch Beta (Rückkopplungsfaktor) definiert. Dann wird eine CLOSED LOOP GAIN unter Verwendung von Open Loop Gain und Beta berechnet. Würden Sie nicht zustimmen?
In meiner Analyse verwende ich keine „Feedback-Theorie“. Ich verwende nur "Schaltungsanalysetechniken", um direkt nach einer Spannungsverstärkung zu lösen, ohne eine Rückkopplungstheorie einzubeziehen. Und Ihr Hauptfehler bestand darin, fälschlicherweise anzunehmen, dass die zweite Stufe auch vom R1-Widerstand angesteuert wird. Und Sie berücksichtigen den Ladeeffekt nicht richtig. Ihre Acl(Q1)-Formel enthält bereits die Eingangsimpedanz und den R1-Ladeeffekt. Ap(Q1) wird also nicht benötigt und ist auch falsch.
Ap(Q2) ist auch falsch, das Richtige ist. Ap(Q2) = Rin2/(Rout(Q1) + Rin2) und Rout(Q1) ≈ 2,14 kΩ und Rin2 ≈ 3,36 kΩ, also Ap(Q2) = 0,61. Und deshalb ist Vin2/Vin=Acl(Q1) x Ap(Q2) = 18,6 V/V. und schließlich ist die Verstärkung von Vin2 zu Vout gleich Vout/Vin2 = Aol(Q2)
@G36 Noch etwas. Sind R2 und R7 also immer noch Rückkopplungswiderstände? Wird das Kollektorsignal über R2 und R7 in die Basis zurückgeführt? Oder wirken sie sich nur auf Ruheströme aus? Wie würde die Schaltung reagieren, wenn wir diese Rückkopplungswiderstände aus der Schaltung eliminieren und die Basen von -12 V (nicht vom Kollektor) vorspannen würden? Würde das die Leistung eines Verstärkers beeinträchtigen? Wie?
@Keno Ja, das sind Gegenkopplungswiderstände. Die Ausgangsspannung wird abgetastet und das Signal parallel (Shunt) zum Eingang zurückgeführt. Wir haben also eine Spannungs-Shunt-Rückkopplung (Spannung parallel, Shunt-Shunt). Und wenn Sie diese negative Rückkopplung für Wechselstromsignale entfernen, indem Sie R2 halbieren und einen Kondensator in den Mittelpunkt einfügen. obrazki.elektroda.pl/6625921400_1534097623.png Die Verstärkung des Verstärkers wird erhöht, Rin und Rout werden ebenfalls erhöht.
@ G36 Okay, das scheint logisch. Aber in Bezug auf die Stabilität, woher weiß ich, ob es eine gute Sache ist, NFB für jedes Q zu haben?
Es ist besser, eine globale negative Rückkopplung (Spannungsreihenrückkopplung) mit einem Emitter-Degenerationswiderstand zu verwenden.

Analogsystemerf · Answer 2

Sie haben ungefähr 10 Volt über jedem Transistor Vce. Der IC beträgt 0,5 mA. Die „Reak“ beträgt 26/0,5 = 52 Ohm.

Teilen Sie den Rc der ersten Stufe, 18.000/52 ~~ 360-fache Verstärkung, ignorieren Sie EarlyVoltage und werden Sie von der 2. Stufe geladen.

Die zweite Stufe hat einen Gesamtwiderstand von 220 + 52 = 270 Ohm. Der Gewinn beträgt 18.000 / 270 = 54x.

Hinweis: Ich ignoriere, wie Stage2 Rin Stage1 lädt.

Sie haben nur die Open-Loop-Verstärkungen jedes Q einzeln erwähnt. Dies ist einfach zu erreichen. Schwieriger zu erklären ist, warum die Regelkreisverstärkung nicht mit meinen Gleichungen berechnet werden kann.
@analogsystemrf , Sie können Zout und tinyurl.com/y96cbh8c messen , indem Sie Stufen öffnen (C hochziehen) und eine AC-gekoppelte 1M-Sonde laden, um die Spannung um 50% abzusenken. (und Erhöhen von f oder C) Messen Sie dann Zin2, indem Sie 1M Sonde R reduzieren, um die gleiche AV1-Verstärkung zu erhalten, wenn sie angeschlossen ist.
Sie haben dort Ihren Fehler gemacht, als Sie sagten, dass an jedem Transistor 10 V = Vce anliegen. Du hast ca. 10,8 V = V_RC und 1,2 V = V_CE.
@ Keno Ja. Da das Verhältnis von Rb zu Rc nur etwa 10:1 beträgt, wusste ich, dass die Kollektor-Emitter-Spannung niedrig sein würde. Ich habe alle IC-Berechnungen auf der Grundlage von 10 Volt über dem 18-kOhm-Rc durchgeführt. Danke schön.

Die Regelkreisverstärkung dieses Verstärkers kann nicht vorhergesagt werden

Keno

Tony Stewart EE75

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